MOS開關(guān)

開關(guān)在集成電路設(shè)計中有很多作用。在模擬電路中，開關(guān)被用來實現(xiàn)諸如電阻的開關(guān)仿真[1]等有用的功能。開關(guān)同樣也用于多路選擇、調(diào)制和其他許多應(yīng)用。在數(shù)字電路中，開關(guān)被用做傳輸門，并加入了在標(biāo)準(zhǔn)邏輯電路沒有的尺寸的靈活性。本節(jié)的目的是研究與CMOS集成電路兼容的開關(guān)特性。

我們從電壓控制開關(guān)的特性開始。圖4.1-1所示為該器件模型。電壓vc控制開關(guān)的狀態(tài)——開或關(guān)。電壓控制開關(guān)是一個三端網(wǎng)絡(luò)，其中A、B端組成開關(guān)，c端是控制電壓vc作用端。開關(guān)最重要的特性是它的導(dǎo)通電阻roN和關(guān)斷電阻rOFF。理想情況下，rON為零而roFF為無窮大，實際上并非如此。此外，這些值與端口條件有關(guān)，絕不會是常數(shù)。通常，開關(guān)會有一些電壓偏移，圖4.1-1中用Vos模擬。Vos表示當(dāng)開關(guān)為導(dǎo)通狀態(tài)、電流等于零時，端點A和B之間存在的小幅值電壓。IOFF表示開關(guān)為斷開狀態(tài)的漏電流。電流IAIB表示開關(guān)端點與地之間的漏電流（或其他電源電壓）。圖4.1-1中偏移源和漏電流的極性是不確定的，圖中的方向是任意標(biāo)注的。在模擬采樣數(shù)據(jù)電路應(yīng)用中，寄生電容是一個需認(rèn)真考慮的問題。電容CA和CB是開關(guān)端A、B與地之間的寄生電容。電容CAB開關(guān)端A、B之間的寄生電容。電容CAC和CBC存在于電壓控制端C和開關(guān)端A、B之間的寄生電容。電容CAC和CBC的影響稱為電荷饋通——由此控制電壓的一部分會出現(xiàn)在開關(guān)A、B端。

MOS技術(shù)的一個優(yōu)點是可提供一個性能良好的開關(guān)。圖4.1-2顯示了一個MOS晶體管被用做開關(guān)的情況。它的性能可以由圖4.1-1顯示的MOS晶體管大信號模型構(gòu)成的開關(guān)確定?？梢钥吹?，MOS晶體管的漏極或源極做端點A或o取決于端點電壓（即，對n溝道管，如果A端電位高于B，那么A端是漏極，B端是源極）。導(dǎo)通電阻由rD、rs的組合與始終存在的溝道電阻串聯(lián)組成。通常rD和rs的影響很小，所以主要考慮溝道電阻。溝道電阻的表達(dá)式可這樣求得：在開關(guān)導(dǎo)通狀態(tài)，開關(guān)兩端的電壓很小，且VGS很大。因此，MOS器件可以假設(shè)工作在非飽和區(qū)。式(3.1-1)重寫如下以表示這個狀態(tài)：

式中，VDS比VGS - VT小，但是比零大(VDS為負(fù)時，VGS變?yōu)?VGD)。小信號溝道電阻由下式給出：

式(4.1-2)中的Q是晶體管的靜態(tài)工作點。圖4.1-3說明了n溝道管漏極電流隨漏、源電壓變化的曲線，其巾管子的寬長比WIL=5/1，VGS等間隔增加。此圖說明了MOS管下作的一些重要原理。注意，圖中的曲線并不是關(guān)于Vl=0對稱的。這是因為晶體管端（漏、源）開關(guān)起著Vl過零的轉(zhuǎn)換作用。例如，當(dāng)VI為正時，B點是漏極，A點為源極，且VBS同定為-2.5V，VGS由給定的VG固定。當(dāng)V1為負(fù)時，B點為源極，A點為漏極，且VI和VBS連續(xù)減少，而VGS增加，從而導(dǎo)致電流增加。

圖4.1-4顯示了當(dāng)VDS=0.1V、W/L=1、2、5和10時rON隨VGS變化的圖。從圖中可以看出W/L越大，roN越低。當(dāng)VGS減到VT(VT=0.7V)時，rON為無窮大，因為開關(guān)斷開。

當(dāng)VGS小于或等于VT時，開關(guān)斷開，理想情況下rOFF為無窮大。當(dāng)然，它不可能為無窮大。但因為它非常大，截止?fàn)顟B(tài)的性能由漏極-體和源極-體的漏電流決定，就像亞閾值電壓區(qū)從漏到隙的漏電流一樣。從源和漏到體的漏電流主要是pn結(jié)漏電流，在圖4.1-1中用IA和IB模擬。典型情況下，漏電流在室溫下為1fA/μm2的數(shù)量級，且溫度每升高8℃而增長一倍（見例2.5-1）。

圖4.1-1中模擬的失調(diào)電壓在MOS開關(guān)中不存在，因此，在MOS開關(guān)性能中不必考慮。圖4.1-1中的電容CA、CB、CAC和CBC直接對應(yīng)于MOS管的電容CBS、CBD、CGS和CCD（見圖3.2-1）。MOS管的CAB很小，通?？梢院雎浴?

開關(guān)的一個重要方面是開關(guān)端和控制端問電壓的變化范圍。對n溝道MOS管，我們看到柵極電壓應(yīng)該比源和漏極電壓大得多，以確保MOS管導(dǎo)通。作為p溝道管，柵極電壓應(yīng)該比源和漏極電壓小得多。典型情況下，n溝道開關(guān)的體接最負(fù)值（p溝道開關(guān)的體接最高電位）。這個要求可以用n溝道開關(guān)來說明。假設(shè)柵極的導(dǎo)通電壓是正電源電壓VDD，體接地，保持n溝道開關(guān)導(dǎo)通，直到開關(guān)端信號（源、漏端電壓近似相等）接近VDD-VT。當(dāng)信號達(dá)到VDD-VT時，開關(guān)開始轉(zhuǎn)向關(guān)斷。n溝道開關(guān)的典型電壓如圖4.1-5所示，其中開關(guān)被連接在兩個網(wǎng)絡(luò)中間。

如圖4.1-6所示，考慮利用開關(guān)為電容充電。n溝道管被用做升關(guān)，且Vφ是作用在柵極上的控制電壓（時鐘）。在電路的電荷轉(zhuǎn)移過程中，開關(guān)的導(dǎo)通電阻起重要作用。例如，當(dāng)Vφ升高(Vφ>Vin+ VT)，M1將C連接到電壓源vin此時的等效電路如圖4.1-7所示，可以看做C以時間常數(shù)rON C充電到Vin。為了有效地工作，必須滿足rON C<

考慮這樣一種情況，Vφ為高電平的時間T=0.1μS，C=0.2pF，那么導(dǎo)通電阻rON必須小于100kΩ才能滿足電荷轉(zhuǎn)移時間等于5倍時間常數(shù)。對于5V的時鐘擺幅和2.5V的Vin以及圖4.1-4中示出的W=L的MOS管，rON≈6.4kΩ。此值在所要求的時間內(nèi)進(jìn)行電荷轉(zhuǎn)移來說已足夠小。我們希望開關(guān)盡可能?。淳哂凶钚〉腤xL），從而可以減小來自柵極的電荷饋通。

圖4.1-6中的開關(guān)在關(guān)斷狀態(tài)除了其漏電流之外，對電路的影響很小。圖4.1-8顯示了一個采樣保持電路，電路中漏電流可能引起嚴(yán)重問題。如果CH不夠大，那么在保持模式中MOS開關(guān)是斷開的，漏電流會使CH充上或放掉相當(dāng)量的電荷。

在單片集成電路開關(guān)中，最嚴(yán)重的限制之一是時鐘饋通效應(yīng)。時鐘饋通（也稱做電荷注入和電荷饋通）是由于柵到源和漏的耦合電容引起的。這個耦合會導(dǎo)致柵極信號（一般是時鐘）傳送到源極昶I漏極節(jié)點，這是一個雖不希望但卻不可避免的影響。電荷注入涉及一個復(fù)雜的過程，引起的影響取決于諸如晶體管的版圖、尺寸、源極和漏極節(jié)點的阻抗和柵極的波形等一系列因素。試圖對所有這些影響進(jìn)行精確的分析是不可能的——我們用計算機去做！然而，對這些重要影響的定性了解仍是有用的。

考慮適合于研究電荷注入分析的簡單電路如圖4.1-9(a)所示。圖4.1-9(b)給出了管子的模型，用電阻Rchannel和Cchannel表示溝道電阻和柵-溝道耦合電容。Cchannel和Rchannel值取決于器件(的端口情況。溝道中的分布電阻用Rchannel表示。除溝道電容外還有交疊電容CGSO和CGDO。為了近似計算總溝道電容，可如圖4.1-9(c)所示將耦合電容分成兩個相等的部分并入柵—源端和柵-漏端。這樣的處理是有益的。

圖4.1-9電路中，電荷隨著管子?xùn)艠O電壓φ1高到低的跳變而產(chǎn)牛的注入是令人感興趣的。此外，考慮柵電壓過渡的兩種情況（快躍變時間和慢躍變時間）很方便。首先考慮慢躍變情況（慢和快的意思很快將會介紹）。當(dāng)柵極電壓降低時，有電荷注入溝道。但是最初管子保持導(dǎo)通狀態(tài)，所以無論怎樣，注入的電荷只在輸入電壓源VS中流動，不會出現(xiàn)在負(fù)載電容CL上。隨著柵極電壓降低到某一點，管子截止（當(dāng)柵極電壓達(dá)到VS+VT時）。當(dāng)管子截止時，注入電荷除了流進(jìn)CL之外沒有其他路徑可走。

對于快躍變的情況，與溝道電阻和溝道電容有關(guān)的時間常數(shù)限制著流向電壓源的電荷量，因此當(dāng)晶體管處于導(dǎo)通狀態(tài)時，一些注入的溝道電荷就提供給CL以影響其匕的總電荷。

為了對快慢情況有更進(jìn)一步的了解，將柵極電壓模擬為分段恒定波形（一個量化波形）并考慮每個跳變過程中電荷的流動，如圖4.1-10所示。圖中，所示的CL電壓的變化范圍表示管子導(dǎo)通時的工作情況。在兩種情況中，量化的電壓步長是相同的，但是步長間的時間是不同的。CL兩端電壓是呈指數(shù)變化的，其時間常數(shù)由溝道電阻和溝道電容決定，并不隨快、慢情況而改變。

分析表達(dá)式可以得出對管子在快慢情況下工作的近似描述[2]?？紤]柵極電壓從VH到VL的變化（即5.0V到0.0V），其在時域中可以描述為：

這里的U是VG（t）的斜率。工作在慢躍變時由以下關(guān)系所確定：

這里VHT定義為：

由電荷注入引起的誤差（所希望的電壓Vs和實際電壓VcL之間的差）由下式描述：

在快開關(guān)情況下由下列關(guān)系確定：

誤差電壓給出為：

下面的例子說明由式(4.1-3)到式(4.1-8)所給出的電荷饋通模擬的應(yīng)用。

例4.1-1  電荷饋通誤差的計算

計算圖4.1-9所示電路中電荷饋通的影響。其中Vs=1.0V,CL=200fF，W/L=0.8μm/0.8μm，VG有兩種情況見下圖的說明。模型參數(shù)見表3.1-2和表3.2-1。忽略AL和△W的影響。

解：

情況1：第一步要確定表達(dá)式中U的值：

在0.2ns之后，從5V跳變到OV，U=25x109V/s。

為了確定工作狀態(tài)，必須首先驗證下面的關(guān)系：

觀察到在晶體管開關(guān)上有反向偏置影響VT，VHT為：

因此給出：

所以為快速狀態(tài)。

由快速狀態(tài)應(yīng)用式(4.1-8)得：

情況2：第一步要確定表達(dá)式中U的值：

在10 ns之后從5V降到OV時，U=5xl08，于是按照下面的測試表明是慢速狀態(tài)：

這個例子說明了電荷饋通模型的應(yīng)用。讀者應(yīng)該得到警示，不要期望從式(4.1-3)到式(4.1-8)得到實際電路中關(guān)于電荷饋通量的精確答案。這個模型只是有助于了解各種電路元件和端口條件的影響，以便在最小化設(shè)計中出現(xiàn)不希望有的現(xiàn)象。

采用圖4.1-11所示的技術(shù)有可能部分抵消饋通效應(yīng)。在這里虛擬MOS管MD（這里源和漏被接到信號線，柵極接反相時鐘端、）被用來提供與Ml反相的時鐘饋人。MD的面積可以被設(shè)計成提供最小的時鐘饋通。但遺憾的是，這個辦法不可能完全消除饋通，并且在某些情況下還會更糟。另外還必須提供一個反相時鐘作用到虛擬開關(guān)上?？梢酝ㄟ^采用最大可能的電容、相對較小幾何尺寸的開關(guān)和保持盡可能小的時鐘擺幅來減少時鐘饋通。通常，這些解決方案會在其他方面產(chǎn)生問題，這就需要進(jìn)行一些折中。

單溝道MOS升關(guān)導(dǎo)致的動態(tài)范網(wǎng)限制可以采用圖4.1-12所示的CMOS開關(guān)加以避免。使用CMOS技術(shù)，開關(guān)通常由如圖所示的、并聯(lián)的p溝道和n溝道增強型管構(gòu)成。在這種結(jié)構(gòu)中，當(dāng)φ值為低時，兩只管子均截止，實現(xiàn)一個有效的開路。當(dāng)φ值為高時，兩只管子均導(dǎo)通，給出一個低阻抗?fàn)顟B(tài)。p溝道管和n溝道管的體分別連接至最高和最低電位。CMOS開關(guān)優(yōu)于單溝道MOS開關(guān)的主要方面是在導(dǎo)通狀態(tài)下模擬信號的動態(tài)范圍明顯增加。

在圖4.1-13中模擬信號動態(tài)范圍的增加是顯然的，圖中畫出了CMOS開關(guān)導(dǎo)通電阻作為輸入電壓函數(shù)的變化關(guān)系。此圖中，p溝道管和n溝道管的尺寸這樣來設(shè)置，以至于在相同端口條件下有等效的電阻。雙峰性能是由于當(dāng)Vin為低電平時，n溝道管起主導(dǎo)作用，而Vin為高電平（接近VDD）時p溝道管起主導(dǎo)作用。在中間（VDD/2附近），兩個管子的并聯(lián)導(dǎo)致出現(xiàn)最低值。中間的凹點是由于遷移率降低的影響，在用LEVEL 1模型分析時并不明顯。

在本節(jié)中，我們已經(jīng)看到MOS管可以構(gòu)成積分電路中最好的開關(guān)之一。它們只需要很小的面積，非常低的功耗，并且在多數(shù)應(yīng)用中能夠提供合理的rON和roFF值。把適宜的開關(guān)實現(xiàn)放進(jìn)設(shè)計者的基本設(shè)計模塊中將產(chǎn)生一些有趣和有用的電路及系統(tǒng)，這些將在以后幾章介紹。

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